零电压开关ZVS电路原理与设计

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2022-03-17 07:55:22 52

零电压开关(ZVS)/零电流开关(ZCS)技术，或称软开关技术，小功率软开关电源效率可提高到80%~85%。20世纪70年代谐振开关电源奠定了软开关技术的基础。

基本介绍

PWM开关电源按硬开关模式工作(开/关过程中电压下降/上升和电流上升/下降波形有交叠)，因而开关损耗大。高频化虽可以缩小体积重量，但开关损耗却更大了。为此，必须研究开关电压/电流波形不交叠的技术，即所谓零电压开关(ZVS)/零电流开关(ZCS)技术，或称软开关技术，小功率软开关电源效率可提高到80%~85%。20世纪70年代谐振开关电源奠定了软开关技术的基础。随后新的软开关技术不断涌现，如准谐振(20世纪80年代中)全桥移相ZVS-PWM，恒频ZVS-PWM/ZCS-PWM(上世纪80年代末)ZVS-PWM有源嵌位；ZVT-PWM/ZCT-PWM(20世纪90年代初)全桥移相ZV-ZCS-PWM(20世纪90年代中)等。我国已将最新软开关技术应用于6kW通信电源中，效率达98%。

技术应用

对降压稳压器的关键要求通常是尺寸和效率。由于印制电路板面积弥足珍贵，哪个设计人员也不愿意分配额外的空间给功率设计方案。此外，由于单片机和数字信号处理器(DSP)不断推陈出新，电路板设计方案也不断升级，尽管功率有所增加，但产品尺寸却不能增大了。因此，高密度稳压器便随着最新IC集成度的提高、MOSFET技术的提升及封装工艺的改良而不断发展。纵使这样，这些稳压器还是无法满足新系统的应用要求。尤其是系统内部的功率密度正日益提高。其主要原因是开关损耗阻碍稳压器MOSFET的内部性能。如果不从根本上解决这些损耗问题，那么只能期望一些微小的性能提升。

选用原因

造成开关损耗的主要原因在于：一是，硬开关。现今，大多数非隔离降压稳压器拓扑的开关损耗都很大。原因是在导通和关断期间，MOSFET同时承受高电流和高电压应力。当开关频率与输入电压增高时，这些损耗同时增大，限制了其可以达到的最高工作频率、效率和功率密度。二是，栅极驱动损耗。由于栅极驱动电路内的米勒电荷的功耗较高，导至硬开关拓扑结构的栅极驱动损耗也较高。三是，本体二极管传导。当高电平端MOSFET导通和关闭时，高脉动电流通过低电平端MOSFET的本体二极管。本体二极管导通的时间越长，反向恢复损耗和本体二极管传导损耗便愈高。本体二极管传导也会造成破坏性的过冲和振铃。开关损耗还限制了稳压器的开关频率，开关频率越高，MOSFET开关时间就越长，损耗就越大。如果开关不能在高频率切换，将限制更小型无源组件(电阻、电容和电感)的使用，从而使稳压器密度受到影响。众多电子设计师希望在负载点使用零电压开关(ZVS) 。
??针对上述问题，Picor引入了一个高性能、高度集成、软开关降压稳压器平台，可高频工作，大幅度地降低开关损耗，提高效率。

一、零电压开关ZVS应用背景

零电压开关(Zero Voltage Switch)，即开关管关断时，开关管导通时，其两端的电压已经为0。这样开关管的开关损耗可以降到最低。我们平时使用的电磁炉和LLC电源都是这种谐振电源，普通的充电器等都是硬开关的，比这种谐振电源损耗要大些，所以ZVS可以做到很高效率，例如电磁炉，当我们把功率调到比较大时，为持续加热；当功率调的较小时，就开始断断续续加热，因为那个时候已经不能达到谐振状态了。像我们普通充电器那种硬开关的电源，不管空载和满载都是持续震荡的。但是零电压开关也有一个缺点，就是其调节范围一般都比较窄。

二、零电压开关ZVS原理

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图2-1 零电压开关原理图（直流供能）

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图2-2 零电压开关波形图及其t2时刻波形图

1.上电时L1通入的电流为零，电源通过R1、R2是Q1、Q2导通，L1电流逐渐增加，由于两个开关管特性差异，将导致流入两个开关管的电流不同，假设Q1电流大于Q2电流，所以Q1栅极电压高于Q2栅极电压，通过两个二极管D1、D2，使得a点电压低于c点电压，故T1将产生b为正，a为负的感应电压，于是通过T1形成正反馈，使Q1导通，Q2截止。完成启动过程。

2.（t0~t1时间）稳态Q1导通时，由于上个周期T1电流为a到c，并且C1两端电压为零。由于电流不能突变，T1电流将对C1充电，C1逐渐为a负c正的电压，并且正弦变大，T1电流正弦变小。此时a电压被Q1下拉到0V，所以C点电压正弦变大，Q1栅极电压被D3稳压管钳位，Q1时钟保持导通。

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图2-3 （t0~t1）Q1导通，T1电流对C1充电

4.（t1~t2时间）C1开始通过T1由c到a放电，C1电压即c点电压正弦变小，T1电流由c到a正弦变大。

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图2-4 （t1~t2）C1对T1绕组放电，当C1电压为0左右时，Q1关断，Q2导通

5.（t2时间）当C1能力基本放完时，c点电压下降到MOS管阀值电压左右，将通过D2使Q1进入放大区。此时C1对T1绕组由c到a放电电流达到最大值。同时由于Q1进入放大区，a点电压逐渐上升，同时通过D1使Q2也进入放大区。

6.（t2时间）C1放电完毕，T1绕组由c到a电流达到最大值，将像C1充电，使C1充电为a正c负的电压，同时C1两端电压正弦变大。此时两个MOS管同时进入放大区。

7.（右图）由于T1对C1的持续充电，C1上电压为a正c负，通过两个二极管使Q2栅极电压升高，Q1栅极逐渐下降，同时正反馈形成，Q2导通，Q1截止。

8.Q2导通与Q1导通过程类似。

9.L1电感值比T1大，整个震荡周期中L1电流基本不变。震荡过程中L1持续为LC振荡器补充电能。

三、零电压开关（ZVS）计算

1.波形振幅计算

由波形图可知L1下端b点的波形为正弦波的*值（即为下面降到的Vbm）。由稳态时电感两端电压积分为0，流过电容电流积分为0，可计算出b点电压振幅。

设b点电压为 6378310051509179692137414 ，电源电压为Vcc，

则L1两端电压为 6378310051509179692137414 即 6378310051510742195366659 ，

对L1两端电压积分 6378310051510742195366659 计算得 6378310051512304693894077 ，

由波形图可知b点电压为a到c的电压的一半，所以a、c两端的电压即C1端电压为 6378310051512304693894077 即为 6378310051513867197123322 。

2.电感电流计算

知道了电容C1两端的电压 6378310051515429691352567 ，就可以根据电容能量公式和电感能量公式来计算出电感最大峰值电流为：，其中L为a到c的电感值。

可见C越大，L越小，通过电感L的电流就越大，大的C和小的L，将导致很大的电流通过电感L，会产生强大磁场，电磁感应加热由此而生。不过通过电感L的电流过大，需要考虑其电阻上面的损耗。同时流过C的最大电流等于电感最大电流，选择谐振电容时需要考虑电容的最大电流参数。

3.计算振荡频率

该谐振属于LC并联谐振，所以谐振频率为 6378310051516992198879985

4.电感L1上交流峰值计算

L1电感值较大时，流过的电流基本为直流，其电流为补偿振荡所损失的能量。由于b点的振幅已知，就可以计算出L1在一个振荡周期中的交流峰值电流了（其实际峰值电流为直流电流+交流峰值电流）

Vb电压等于Vcc的时间t： 6378310051516992198879985

于是 6378310051516992198879985 对电压积分就可以计算出流过L1电流峰值： 6378310051518554693109230

过小的L1会导致其电流峰值很大，导致不必要的损耗。

采用零电压开关ZVS拓扑的100W的PD解决方案

更大的电池容量和更短的充电时间需求，不断提高对于充电器功率的要求。在小尺寸中实现大功率颇具挑战性，人们为此提出了各种各样的创新方案，包括零电压开关ZVS拓扑结构、高性能开关、创新的封装方式以及使用宽禁带材料等，以满足相应设计要求。

如何利用电源开关和新型拓扑结构来实现94%的效率和23W/in3的功率密度。

为了达到更高的功率密度，需要选择合适的拓扑结构、规格尺寸和先进的控制技术。纵观当前的大功率移动充电器市场，存在着多种针对大功率USB-PD充电器的解决方案，包括PFC+QR和PFC+LLC。然而，这些解决方案也存在一定局限性，限制了其得到广泛应用，例如：QR无法实现软开关，LLC拓扑结构难以用于可变输出电压设计。

针对上述情况，英飞凌推出了一种新的非对称半桥混合型反激拓扑结构（如图1）。半桥与串联电容器共同驱动传统的反激变压器。反激变压器的主电感和串联电容器形成谐振回路，用于实现半桥开关的ZVS特性，并在反激变压器的常规退磁阶段提供谐振功率传输。在正常运行期间，充电周期和相关功率通过峰值直流电流控制，而退磁阶段通过定时控制，以确保适当的负预磁化，从而满足半桥开关所需的ZVS条件。

图1：非对称半桥反激拓朴的简化示意图

初级侧的电源电路通过LC谐振回路实现，该回路由类似于LLC转换器的半桥驱动。谐振电感器Lr为串联电感，它既可以是变压器漏感，也可以是变压器漏感加外部电感，而Lm则代表变压器主电感。通过将谐振电容器Cr和变压器的初级线圈连接于正节点和半桥中点之间，也可以实现相同的转换效果。当高侧开关HS导通时，能量将存储于Cr和Lm中，并且各自存储的能量将随输入电压和开关频率而变化（如图2所示）。

图2：储能分布和频率变化示意图

当高侧开关HS断开时，变压器中的电流将迫使半桥中点VHB下降，直至低侧开关的体二极管钳位电压为止。然后，低侧开关将在零电压时导通，与此同时，变压器相位反转，能量转移至次级侧。当低侧开关断开时，上一阶段变压器中感应的负电流将迫使半桥中点VHB升高其电压，直至高侧开关HS的体二极管钳位电压为止，类似于上一个阶段。在ZVS条件下，HS打开，而LS关闭，但变压器谐振回路中的电流仍为负，这意味着谐振回路中的多余能量将被送回输入端。

为什么*混合反激拓扑结构？

Infineon

与其他反激拓扑结构相比，混合反激变压器需要存储的能量比较少，因此有助于减小充电器的尺寸。
混合反激可以在初级侧实现完全的ZVS，而在次级侧实现完全的ZCS，并且泄漏能量也可以回收，从而提高效率。
如以下公式，输出电压将随占空比变化。对于混合反激式来说，实现宽电压范围的输出要容易得多，由此克服了LLC拓扑结构在宽电压输出应用中的局限性。

Vout：输出电压

D：占空比

Vin：输入电压

Lm：变压器电感

N：变压器匝数比

Lr：变压器漏感

英飞凌的100W USB-PD参考设计

Infineon

完整的解决方案如图3所示。PFC级采用临界导通模式IRS2505和ThinPAK封装IPL60R185C7 CoolMOS?，而DC-DC级则采用数字PWM控制器XDPS2201和IPLK60R360PFD7。同时，BSC028N06NS用作同步整流开关（将来可以换成专门针对充电器同步整流用的低压ISZ0702NLS以进一步提升性价比），协议控制器为CYPD3174，而p-channel MOS BSZ086N03NS3用作输出安全开关。

图3：100W USB-PD解决方案框图

通过这种设置，效率峰值可以达到94%，并且待机功耗低于60mW。

图4：效率和待机功耗曲线

最高效率：

选择适当的高压MOSFET至关重要

Infineon

软开关技术使器件能够在ZVS下运行，即MOSFET仅在其漏源电压达到0V（或接近于0V）后才导通。这种策略可以消除器件的导通损耗，而导通损耗通常是造成总开关损耗的主要因素。遗憾的是，由于输出电容的“非无损”特性，所有高压SJ MOSFET都会遭受另外一种损耗，即在MOSFET输出电容（Coss）先充电后放电时，都会有部分能量损失。因此，即使在ZVS条件下运行，也无法回收存储于输出电容中的全部能量（Eoss）。这种现象与Coss的滞回特性有关，在执行Coss充电/放电周期时可以借助较大的信号测量观察到这种现象。正因如此，此类损耗通常被称为Coss滞回损耗（Eoss,hys）。